共面波导到槽线转接器的设计

共面波导到槽线转接器的设计

舒 楠 张 厚 徐海洋 王 剑

(空军工程大学导弹学院 三原 713800)

摘 要：设计了一种非均衡的扇段短路槽线转接器，实现从共面波导到槽线的转接功能。利用HFSS仿真软件，建立了共面波导到槽线的转接模型，此模型在工作频段内具有较好的反射和传输特性，并具有宽频的转接效果，适合于天线的馈电网络。 关键词：共面波导 转接器 槽线

The Design of A CPW-Slotline Transition

Shu nan, Zhang hou, Xu hai yang, Wang jian

（Institute of Missile, Air Force Engineering University of china, Sanyuan 713800）

Abstract：A non-uniform transition with radiating short circuit slot line is proposed in this paper. The transferring

function of the CPW-slot line is realized. By using simulation software of HFSS a CPW-slotline model is optimized and analyzed ,which has good transmission characteristic and low loss in broad bandwidth to be fit for the fed-in network.

Key words：Coplanar Waveguide（CPW）Transition Slotline

1 引言

共面波导到槽线的转接器是单平面转接，它具有低色散，短路端容易实现，安装集成串并联形式的有源或无源集总参数元件都非常方便，而不用在基片上打孔或开槽。在转接器的设计上必须同时考虑到两点[1]：第一是阻抗匹配，在两种不同的传输线之间，转接器必须提供有效的阻抗匹配以使得反射最小、耦合最大；第二则是场型的匹配，转接器在两个不同结构的传输线间必须尽可能地提供渐进且平顺的电磁场变化，避免因电磁场急剧变化而产生大量衰减，并满足不同传输线之间的边界条件。

(a) 转接结构图

2 非均衡共面波导到槽线的转接器的分析

非均衡共面波导到槽线的转接器如图1所示。

(b) 等效电路模型

图1 非均衡共面波导到槽线的转接形式及等效模型

由图可以看出，转接器的中空短路槽线由扇形段取代了均匀的槽线段，且共面波导开路段也变成了扇形渐变段，其扇形短路槽线枝节和扇形开路共

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面波导均用于阻抗匹配。可以用图2来等效扇型短

路和开路线的效应[2]，

由图2可以看到扇形截线可视为无限多段长度极短且均匀的传输线，每段传输线前后相连，具不同的特性阻抗，且由输入端开始依序变大，最后一段特性阻抗值比起输入端的特性阻抗可视为开路结构。由于此种渐进式的阻抗变化较为平缓，所以比起中空式的圆形金属截线频宽更宽。

图2 扇形枝节的等效电路模型

3 非均衡宽频转接器的仿真与设计

通过以上讨论，选定设计一个扇形槽线短路枝节的非均衡转接器。此种转接器背对背的连接有两种方式：180°反相背对背巴伦和同相背对背巴伦。如图3所示。

(a) 1800

反相

(b)同相

图3 非均衡转接器的两种背对背形式

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作为渐变天线的馈电网络考虑，设计两种转接

方式之一即可，选择设计同相背对背转接器。首先定出工作频段，由于转接器的设计工作频2GHz~13GHz，中心频率为7.5GHz。在此范围内信号能通过，即在此范围内反射损耗应低-10dB，且传

输系数不能太小。所用基板为FR-4(εr=4.6，h=1mm)，估算得槽线波长(5GHz)约为42mm。

要使能量能有效的从共面波导送至槽线，需使槽线和共面波导的特性阻抗匹配。若要使槽线的特性阻抗为50Ω，估算为大约0.01mm.,受到设备和制作精度的限制，选用50Ω特性阻抗不现实，于是将共面波导和槽线的特性阻抗均设计为90Ω，此时槽线的宽度a=0.4mm,共面波导的中心导带和槽宽均为b=a=0.4mm。四分之一槽线波长R1=11mm的选取暂定为5GHz频率处而非7.5GHz的原因，是为了在低频段满足传输特性。在此电路中，共平面波导其中的一条槽线接至900的扇型短路线，根据四分之一波长短路线的原理，调整此900扇形结构的半径R可决定在哪个频率点共振以达到开路的效果。选定初始尺寸后进行建模，如图4所示。

图4 背靠背的扇形短路槽线转接器

对所建模型在ansoft公司的高频模拟软件

HFSS上进行仿真，仿真结果如图5所示。

图5 初始建模转接器的S参数

由图可见，在整个频段内，转接器在某些部分的反射损耗大于-10dB,分析原因可能是选择模型尺

寸时，只是对各种参数进行估算，使得阻抗不匹配。于是调整槽线的缝隙尺寸a，其他参数维持不变,并在HFSS上进行优化仿真，结果如图6所示。随着a增加，转接的反射损耗增加，a=0.3mm处，整个频段内的表现最好，于是选择0.3mm的槽线缝宽。

进一步调整共面波导的中心尺寸b，仿真优化结果如图7所示。由图7可以看出，调整中心导带宽度b的值，传输特性随之变化，当b由0.3mm逐渐增大为0.6mm时，低频段传输特性改善明显，而且传输特性在整个频段都有一定改善。当b增大为0.7mm时，反射损耗在低频段有所增加，说明不是b值越大越好，根据优化结果，选取在整个频段传输特性都有较大改善的b=0.6mm作为共面波导中心导体宽度。

图6 不同a的S11图

图7 不同b的S11图

由于转接器的共面波导特性阻抗选为90Ω，为了使共面波导能与SMA接头匹配，需要在转接器的两端分别加上两段长度ly=10mm的共面波导的渐进线。为使仿真模型尽量与实物接近，将转接器模型修正为如图8所示。

图8 加渐进线的转接器

加两段渐进共面波导增加了转接器的反射损耗，使得转接器在低频段的传输特性变差。为了改善低频段的特性，尝试调整扇段半径R1来观察转接器的S11响应。半径R1的变化范围为9mm~13mm。仿真结果如图9所示。

由图9可以看出，随着半径增大，低频反射特性逐渐改善，推测原因是低频等效波长较大，增大扇型短路截线的半径使此结构在低频时由接面处看进去输入阻抗更大，更有开路效果，故能量能更有效地由共平面波导传至槽线。但并非半径越大越好，随着半径增大，高频段传输特性也逐渐变差，且其变差的趋势随着半径增大而逐渐向低频移动。图9所示当扇段半径取为11mm时，在13.5GHz处，反射损耗开始恶化，而半径取为13mm时，在13.1GHz处便开始恶化了。这是因为高频处等效波长较短，若半径增大，则高频阻抗远大于低频阻抗，整个转接器的阻抗匹配受到影响，而且转接器还要考虑辐射损耗，因此传输系数也应是考虑的因素。

图9 不同R1的S11图

图10 不同半径的传输特性

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由图10可以看出，随着半径由9mm增至11mm，低频段传输特性稍稍变差，这可能是扇段辐射损耗引起的。半径R1=13mm时，1.5GHz~13.5GHz频段传输特性最好，这可能是因为半径为13mm时达到较好的阻抗匹配。同时可以预测：随着半径变得更大，半径扇段在高频段辐射损耗效应会使得高频段的传输性能恶化变差。综合考虑图9、图10所示的反射损耗和传输特性结果，选择R1=13mm较为合适。此时反射损耗在某些小部分频段仍然高于-10dB，传输系数在高频段也偏小，但由于制作天线只用到转接器的单一结构，所以不会对天线损耗造成大的影响。

两扇形枝节的距离大小影响两扇形枝节的耦合效应，两扇形距离lx太近会产生强的耦合效应，影响传输特性。但若lx太远，槽线部分损耗亦极为严重。由于天线的馈电网络只有单一转换结构，故只需选择较短的槽线长度以减少槽线部分的损耗就可以，在此就不对槽线长度lx做更多论述，模型中选择lx=10mm。

4 宽频转接器的测量结果

经过上面分析，制作了上述优化的宽频转接器的实物。实物照片和S21、S11特性分别如图11和图12(a)、(b)、(c)、(d)所示。由对比可知，实测值与仿真结果存在误差，差异可能是由于实验条件所限，测试未在暗室里进行，且测试环境周围有其他实验仪器的影响。焊接技术不够高也会使实测偏离仿真结果，尤其是对空气桥的焊接，由于作者焊接技术不高，使得焊接效果造成的损耗较大。但实验与仿真结果之间的趋势是基本一致的，所以如果改进焊接技术，效果应该更好。

图11 转接器实物图

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(a)实测S21图

(b)S21的实测与仿真比较

(c) S11图

（d）S11实测与仿真比较

12 转接器的实测传输系数与反射损耗结果

图

5 小结

本文设计了用于平面印刷渐变天线的馈电网络：共面波导转槽线的转接器。在总结原有设计转接器的基础上，对此转接器设计进行优化和改进，并用ansoft公司的HFSS高频仿真软件对两种背对背

转接器进行仿真优化。通过论述，并结合要设计转接频段和宽频带的特点，选择设计了非均衡的扇段短路槽线转接器。通过对其影响特性较大的几个参数进行优化仿真，对仿真结果进行分析研究，逐步选取了最优的尺寸值，并制作实物，进行了测试，并具有良好的效果。

参 考 文 献

[1] 方国志. 超宽频共面波导宽频滤波器之研制[D]. 台湾：国立中央大学，2007

[2] Chien-Hsun Ho, Lu Fan, Kai Chang. New Uniplanar Coplanar Waveguide Hybrid-Ring Couplers and Magic-T's[J]. IEEE Trans. on

Microwave Theory and Techniques, 1994(42): 2440~2448.

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